1. 从“单打独斗”到“团队协作”为什么需要混合架构如果你玩过音响或者自己动手组装过功放肯定知道一个核心矛盾效率和线性度常常是“鱼与熊掌不可兼得**。传统的功率放大器比如A类、AB类线性度不错但效率低得可怜大部分电能都变成了热量设备烫得能煎鸡蛋。而一些高效率架构比如开关类的E类、F类效率上去了但信号失真又比较严重不适合处理复杂的现代通信信号比如5G用的OFDM。于是工程师们想出了各种“聪明”的架构来调和这对矛盾。其中两个明星选手就是Doherty和Outphasing。Doherty功放你可以把它想象成一个“主副手”协作的团队。在输出功率较低时我们称之为“回退”区域只有“主功放”载波功放工作“副功放”峰值功放休息。当需要输出更大功率时副功放才启动并巧妙地通过一段四分之一波长传输线去调节主功放的负载让它始终保持在高效工作状态。它的优点是结构相对简单在6dB回退即输出功率降到峰值四分之一时附近效率很高。但它的“阿喀琉斯之踵”是带宽——那根关键的四分之一波长线只在设计频率点效果最好频率一偏效率就急剧下降。Outphasing功放也叫Chireix或LINC这个思路更绝它把要放大的信号拆分成两路恒定包络的信号只通过改变这两路信号的相位差异相角来合成最终幅度变化的信号。因为两路功放始终工作在饱和开关状态所以理论上效率可以非常高。但它的问题在于对两路信号的相位控制精度要求极高匹配网络设计复杂而且同样面临宽带性能的挑战。那么有没有可能让这两位“明星”联手取长补短呢这就是Doherty-Outphasing混合架构的由来。简单说它让功放系统在不同频率、不同输出功率点上智能地在Doherty模式和Outphasing模式之间切换或融合。比如在某个频点它可能更像一个Outphasing系统在另一个频点又表现出Doherty的特性。目标很明确在更宽的频率范围内同时保持高效率和良好的线性度。这就像给功放装上了一颗“自适应大脑”让它能根据实际情况选择最优的工作策略。我最初接触这个想法时觉得这理论太“炫”了会不会是纸上谈兵直到后来在项目中实际尝试才发现它确实能解决我们遇到的宽带效率瓶颈。当然从理论到实现中间隔着一条叫做“仿真与设计”的鸿沟而帮我们搭桥的工具就是ADS。2. 理论基石理解混合架构的设计参数在打开ADS软件之前我们必须先把理论搞清楚否则仿真就像无头苍蝇。这篇2021年MTT论文的核心就是给出了一套计算混合架构关键参数的方法。咱们不用被公式吓到我试着用大白话解释一下。传统Doherty有个关键参数叫电压比通常固定为2。在混合架构里我们引入了一个更灵活的变量Kva。你可以把它理解为一个“模式调节旋钮”。当Kva 2时系统退化成经典的Doherty模式理论回退是6dB。当Kva 9/7 ≈ 1.286时系统工作在论文提出的Hybrid Doherty Maximum模式理论回退可以达到惊人的10dB。这个Kva不是随便设的它和你的目标回退量OBO直接相关Kva OBO / (OBO - 2)。这意味着你可以根据系统对回退效率的要求反过来确定Kva值。在宽带设计中更妙的是我们可以让Kva随着频率变化形成一个Kva(f)函数从而让每个频点都工作在它最适合的模式上。确定了Kva接下来就要算异相角。这是Outphasing技术的精髓两路输入信号之间的相位差。论文给出了在饱和功率点和回退功率点所需异相角的计算公式θ_b ± arccos( ± sqrt( (Kva*(1n) - Kva²) / (2*Kva - n) ) ) θ_p π - θ_b这里n是两路的功率分配比论文里设为1等分。θ_b是回退点异相角θ_p是饱和点异相角。注意这两个角是随Kva变化的。我当初复现时用MATLAB算了一遍画出了和论文里一模一样的曲线那一刻才感觉真正理解了它们之间的关系。有了异相角就可以推导输出匹配网络的关键参数了。论文的架构用了两段特征阻抗为Z1、Z2的传输线以及一个负载电阻RL。它们的计算公式是Z1 R_mp Z2 R_ap RL R_mp / 2 θ1 arctan( [Kva/(Kva-1)] * tan(θ_b) ) θ2 arctan( [(Kva-2)/(Kva-1)] * tan(θ_b) )这里R_mp和R_ap分别是主、辅功放在饱和时的最佳负载阻抗。θ1和θ2就是那两段传输线的电长度。这一步是设计的核心约束。它告诉我们要实现理论的混合调制效果我们的输出合成网络必须呈现出这些特定的阻抗和相位特性。所有后续的ADS仿真优化都是围绕着满足这几条约束展开的。为了直观我通常会把所有频点的Kva、异相角、θ1、θ2都算出来列成一个表格。这就像一份“施工图纸”后面的电路设计都得按这个来。3. ADS实战从理想验证到电路构建理论参数算得再漂亮也得经过仿真检验。我的习惯是在ADS里分三步走理想验证 - 电路约束验证 - 系统联合仿真。3.1 搭建理想验证环境首先在ADS里用理想传输线和电流源搭建一个最简化的混合架构模型。管子就用理想电流源代替匹配网络就按上一步算出来的Z1、Z2、θ1、θ2来设置。这个阶段的目标是验证理论的正确性排除实际器件非理想特性的干扰。我建了一个叫HB1TonePAE_Pswp_Doherty_Outphasing的原理图。关键是要设置好参数扫描扫描输入功率同时对于每一个功率点还要去手动调节Tune或扫描两路输入的相位差异相角找到使效率最高的那个相位差。这个过程比较繁琐因为最优相位差随功率和频率都在变。论文只给了饱和和回退两个点的理论值中间状态需要自己找。我当时是手动Tune的虽然笨但对理解相位变化如何影响负载调制很有帮助。熟练的话可以写ADS的脚本AEL或者用Data Display的功能来自动扫描和优化。当你在某个频点比如1.4GHz看到仿真结果中回退10dB处的效率依然能保持在理论计算值附近比如65%以上而饱和效率也很高时心里就有底了——这个架构理论上是work的。同时可以观察内部节点的电压电流波形验证Kva值是否和理论设定相符。3.2 代入真实晶体管与约束验证理想验证通过后就要面对现实了。把理想电流源换成真实的晶体管模型比如论文里用的Cree CGH40010F GaN HEMT。这一步的目标是设计实际的匹配电路使其在晶体管封装焊盘处看到的阻抗尽可能满足之前理论计算出的约束。阻抗约束验证我们需要设计输入输出匹配网络使得在中心频率附近从晶体管漏极看出去的阻抗在饱和时接近Ropt比如18.33欧姆。在ADS里可以搭建一个包含晶体管封装模型和初步匹配电路的子电路然后用S_Parameter仿真或Harmonic Balance仿真查看其输入输出阻抗。通过优化微带线的长宽使阻抗点落在史密斯圆图上目标位置附近。相位/延迟约束验证这是混合架构的另一个关键。我们需要确保两路信号经过各自的匹配网络和合成网络后到达合成点的相位差符合理论计算的θ1和θ2。可以单独搭建一个只有输出合成网络的测试原理图用Momentum电磁仿真或者带微带模型的电路仿真查看其S参数的相位响应优化传输线尺寸以满足相位要求。通常我会把阻抗和相位约束放在一个优化目标里同时进行。在ADS的优化控制器中设置好目标比如S11 -10dB阻抗匹配Phase(S21) - Phase(S31) ≈ θ1 - θ2相位差然后让软件自动去调整微带线的尺寸。这个过程可能需要反复几次因为晶体管的非线性特性会让最佳负载阻抗和理想值略有偏差。3.3 后匹配与偏置电路输出合成网络直接与晶体管连接其阻抗通常不是标准的50欧姆。因此我们需要一个后匹配网络将合成点的阻抗比如前面计算出的RL大约是9欧姆变换到标准的50欧姆以便连接天线或负载。这个网络通常用一段或多段微带线实现设计成宽带匹配。可以用ADS的“匹配网络合成”工具快速生成一个初始结构再进行微调。偏置电路的设计也不能马虎。特别是GaN晶体管的栅极负压偏置需要用到射频扼流圈RFC和隔直电容。论文中提到了使用村田Murata的高Q电感。这里有个坑偏置电路的谐振点可能会影响带内性能。我一般会单独仿真偏置支路在工作频段内的阻抗确保它对主射频通路呈现很高的阻抗避免能量泄露。在版图设计时偏置线的走线也要尽量短减少寄生电感。4. 系统集成与版图联合仿真当所有子电路模块都设计调试好后就可以进行系统集成了。这是最激动人心也最容易踩坑的一步。4.1 构建系统原理图与版图在ADS中将设计好的输入匹配、晶体管模型、输出合成网络、后匹配网络以及偏置电路全部连接起来形成一个完整的功放系统原理图。特别注意因为是双输入架构你需要两个独立的输入端口并分别连接相位控制线用于产生异相角。接下来就是版图Layout生成。ADS的版图功能很强大可以从原理图直接生成。但自动生成的版图往往不够优化需要手动调整布局两个放大支路尽量对称以减少相位不平衡。输入输出端口位置要方便连接SMA头。走线微带线拐角尽量用圆弧或斜切减少不连续性。电源和地线要足够宽降低阻抗。接地尤其是GaN器件需要良好的射频地和直流地多打接地过孔是必须的。我的经验是不要第一次就把所有器件都画上去。可以先画一个只有传输线合成网络的版图用Momentum进行电磁仿真把仿真结果一个S参数模型代回原理图替换掉理想的传输线模型进行电路-电磁联合仿真。这样能提前发现版图寄生效应带来的影响。4.2 异相角扫描与查表法对于Outphasing工作我们需要一个异相角-功率查询表。即对于每一个频点每一个输入功率都有一个对应的最优异相角。获得这个表最彻底的方法是双音扫描在系统级仿真中固定频率扫描输入功率同时扫描两路相位差绘制出效率、输出功率随相位差变化的等高线图从中找出每个功率下的最优相位差。这个过程计算量巨大。论文提供了一种简化思路利用理论公式计算出饱和点和回退点的异相角中间功率点的相位差可以通过插值得到。在实际项目中我有时会根据仿真结果手动建立一个小型查表。在ADS中可以用VAR方程和Lookup Table组件来实现这个相位控制功能让异相角随着输入功率动态变化。4.3 系统性能仿真与优化一切就绪开始最终的谐波平衡仿真。设置好工作频带例如1.4-2.5GHz、输入功率扫描范围调用包含版图电磁模型的联合仿真。你需要关注以下几个关键结果效率-频率-功率曲面这是最直观的结果。你希望看到一个在宽频带、宽功率范围内都保持高凸起的曲面。看看是否达到了设计目标比如在1.4-2.5GHz内饱和效率60%回退6-10dB效率50%。增益平坦度在整个频带内增益波动不应太大。负载调制轨迹观察主功放和辅功放漏极的负载阻抗随功率变化的轨迹。理想的混合架构下主功放的负载阻抗应该被很好地调制在回退区维持在高阻状态。AM-AM、AM-PM失真初步评估线性度。虽然混合架构主要解决效率问题但线性度不能太差否则后续预失真校正的压力会很大。仿真结果不理想怎么办很正常。可能需要返回去调整微调匹配网络的尺寸、优化偏置点、甚至微调理论计算中的Kva(f)函数。这是一个迭代的过程。我印象最深的一次是仿真发现在高频处效率骤降排查后发现是后匹配网络的一个微带线谐振点落在了带内稍微调整了一下线长就解决了。5. 设计中的“坑”与实用技巧纸上得来终觉浅绝知此事要躬行。复现或设计这样一个混合架构功放有几个坑我踩过分享给大家避雷。第一个大坑是“相位精度”。Outphasing模式对两路信号的相位差极其敏感差个几度效率就可能掉好几个百分点。在版图中必须保证两条通路的物理长度严格对称。任何微小的长度差异都会引入固定的相位偏差。在仿真时要记得把版图中提取的S参数模型代入因为理想传输线模型无法体现这种细微的不对称。建议在原理图中就加入微小的相位调整线作为后期优化的变量。第二个是晶体管的模型。CGH40010F的模型相对准确但也要注意其工作条件偏压、温度是否与你的设计一致。模型在高功率下的收敛性有时会出问题可以适当调整谐波平衡仿真的设置比如增加谐波次数、使用更稳健的算法。如果条件允许用实测的晶体管S参数或大信号模型会更靠谱。第三个是匹配网络的带宽与复杂度的权衡。为了满足宽频带内多个约束条件阻抗、相位匹配网络可能会变得比较复杂级数增多。这不但增加了损耗也让版图布局更困难。我的经验是优先满足相位约束因为混合架构对相位更敏感。阻抗匹配可以在一个相对宽泛的区域内比如史密斯圆图上的一片区域接受不一定非要精确到某一个点。关于仿真速度系统级谐波平衡电磁联合仿真非常耗时。可以采用“分而治之”的策略先单独优化输出合成网络无源部分的电磁性能然后将其作为黑盒模型代入有源电路仿真最后再进行几次整体的迭代优化。合理设置仿真频点和功率点不必一开始就进行超密集的扫描。最后理论是指导不是枷锁。论文给出的Kva(f)函数和计算公式是一个完美的起点。但在实际仿真中你可能会发现在某个频点稍微偏离理论值整体性能反而更好。这是因为理论模型简化了许多寄生参数和非线性效应。大胆地在理论值附近进行优化探索找到对你具体设计而言的“甜蜜点”。设计这样一个混合架构功放就像在指挥一个交响乐团。Doherty和Outphasing是两种不同的乐器ADS是你的乐谱和排练厅而你是那个让它们在宽频带内和谐奏出高效率乐章的总指挥。这个过程充满挑战但当仿真曲线终于呈现出那片宽阔的高效率区域时那种成就感是每一个射频工程师都难以抗拒的。